在系统设计之初，要反复强调运用抗干扰措施，这是许多现实案例的经验教训对设计者的谨示。这种技术措施是当今自动化控制系统中，克服前向过程通道最有效的抗干扰措施之一。通常采用的方式有信号导线的扭绞、屏蔽、接地、平衡、滤波、隔离等各种方法，一般会同时采取多种措施。
串模干扰的抑制
在控制系统中，主要的抗串模干扰措施是用低通输入滤波器滤除交流干扰，而对于直流串模干扰则采用补偿措施。常用的低通滤波器有RC 网络、LC 网络、双T 网络及有源滤波器。
RC 网络的特点简单，成本低，不需要调整，串模抑制比(SMR)不高，需串联2～3 级RC 网络才达到指标，而RC过大又影响放大器的动态特性。LC 网络的SMR 较高，但需要绕制电容，体积大，成本高。双 T 网络对一固定频率的干扰具有很高的SMR，偏离该频率后SMR 下降。主要用于滤除工频干扰，对高频不行，结构简单但调整比较复杂。
有源滤波器可获得较理想的频率特性，但作为仪表输入级，有源器件的共模抑制比(CMR)一般难以满足要求，本身带来的干扰也较大。所以工程实践中经常采用的是 RC 网络滤波，其典型应用原理图如图8.3 所示。选择RC参数时除了要满足SMR 指标外，还要考虑信号源的内阻抗，兼顾CMR 和放大器特性的要求，常用2 级RC 网络作为输入的滤波器。
此外双积分式 A/D 转换器可以削弱周期性的串模干扰的影响。因为A/D 转换器对输入信号的平均值而不是瞬时值进行转换，所以对周期性干扰有很强的抑制还可以通过提高阈值电平来抑制低噪声的干扰，或采用低速逻辑器件来抑制高频干扰；人为附加电容抑制高频干扰(脉冲干扰)。
若串模干扰的变化速度与被测信号相当，即频率相当时，则一般很难通过以上措施来抑制——对测量元器件或变送器进行良好的电磁屏蔽，信号线应选用带屏蔽的双绞线或电缆线，并应有良好的接地系统。
一般情况下可以考虑如下原则。
(1) 若串模干扰频率比被测信号频率高，则采用低通滤波器来抑制高频串模干扰。
(2) 如果串模干扰频率比被测信号频率低，则采用高通滤波器来抑制低频串模干扰。
(3) 如果干扰频率处于被测信号频谱的两侧，则使用带通滤波器较为适宜。
(4) 当尖峰型串模干扰成为主要干扰源，系统对采样速率要求不高时，使用双斜率积分式A/D 转换器可以削弱串模干扰的影响。
(5) 对于主要来自电磁感应的串模干扰，应尽可能早地对被测信号进行前置放大，以提高回路中的信噪比(SIN)，或尽可能早地完成A/D 转换或采用隔离和屏蔽等措施。
(6) 如果串模干扰的变化速度与被测信号相当，则应消除产生串模干扰的根源，并在软件中使用数字滤波技术。
共模干扰的抑制
采用双端输入的差分放大器作为仪表输入通道的前置放大器，是抑制共模干扰的有效方法。好的差分放大器在不平衡电阻为1kΩ的条件下，CMR 可达100～160dB。另外可以利用变压器或光耦把各种模拟负载与数字信号隔离开来，即把“模拟地”与“数字地”断开，被测信号通过变压器耦合或光电耦合获得通路，而共模干扰由于不成回路而被有效的抑制。
1. 变压器隔离
变压器隔离干扰的原理图如图 8.4 所示，利用变压器把模拟信号电路与数字信号电路隔离开来，即把模拟地与数字地断开，使共模干扰电压不成回路，抑制共模干扰。
脉冲变压器可实现数字信号的隔离。脉冲变压器的匝数较少，而且一次和二次绕组分别缠绕在铁氧体磁心的两侧，分布电容仅几皮法，所以可作为脉冲信号的隔离器件。脉冲变压器隔离法传递脉冲输入/输出信号时，不能传递直流分量，微机使用的数字量信号输入/输出的控制设备不要求传递直流分量，所以脉冲变压器隔离法在微机测控系统中得到广泛应用.
2. 光电隔离
光耦合器，简称光耦，是以光为媒介传输信号的器件，其输入端配置发光源，输出端配置受光器，因而输入和输出在电气上是完全隔离的，如图8.5 所示。利用光耦完成信号的传送，实现电路的隔离。
数字量输入电路接入光耦之后，耦合器不是将输入侧和输出侧的电信号进行直接耦合，而是以光为媒介进行间接耦合，由于光耦的隔离作用，使夹杂在输入数字量中的各种干扰脉冲都被挡在输入回路的—侧，具有较高的电气隔离和抗干扰能力。
光耦具有相当好的安全保障作用，输入回路和输出回路之间耐压值达500～1000V，甚至更高。由于模拟量信号的有效状态有无数个，而数字量的状态只有两个，所以叠加在数字量信号上的任何干扰都会有实际意义而起到干扰作用，在光电耦合电路中，叠加在数字量信号上的干扰，只有在幅度和宽度都达到一定量时才起作用。
光耦可将长线完全悬浮起来，去掉长线两端的公共地线，不但可以有效地消除各逻辑电路的电流经过公共地线时产生的噪声电压之间的串扰，而且有效地解决了长线驱动和阻抗匹配的问题，当受控系统短路时也可以防止系统损坏。在光耦的 I/O 部分必须分别采用独立的电源，如果两端共用一个电源，则光耦的隔离作用将失去意义。
典型应用电路如图所示。
需要注意的是：抗干扰屏障的位置应在模拟量输出的出口位置处，对A/D 转换器，光耦应设在A/D 转换器和模拟量多路开关芯片的数字信号线上，对D/A 转换器，光耦应设在D/A 转换器和采样保持的数字信号线上。
3. 继电器隔离
利用继电器的线圈与触点之间没有电气联系的特点，在信号通道里加接继电器可实现强弱电之间的抗干扰隔离。常用电路如图8.7 所示。
4. 屏蔽方法
利用屏蔽方法使输入信号的“模拟地”浮空，从而达到抑制共模干扰的目的。
长线传输干扰的抑制
由于数字信号的频率很高，很多情况下传输线要按长线对待，例如，对于10ns 级的电路，几米长的连线应作为长线来考虑；而对于1ns 级的电路，1m 的连线就要当作长线处理。长线传输的缺点：易受到外界干扰，具有信号延时，高速度变化的信号在长线中传输时，会出现波反射现象。
1. 屏蔽信号线
对于来自现场信号开关柜的输出信号，最简单的办法是采用塑料绝缘的双平行软线。但双平行线间分布电容较大，抗干扰能力差，不仅静电感应容易通过分布电容耦合，而且磁场干扰也会在信号线上感应出干扰电流。
在微机实时系统的长线传输中，双绞线是较常用的一种传输线，与同轴电缆相比，虽然频带较差，但波阻抗高，抗共模干扰能力强，双绞线能使各个小环路的电磁感应干抗相互抵消；其分布电容为几十皮法(pF)，距离信号源近，可起到积分作用，故双绞线对电磁场有一定抑制效果，但对接地与节距有一定要求。如将信号线加以屏蔽，可以大大地提高抗干扰能力。屏蔽信号线的办法：一种是采用双绞线，其中一根用作屏蔽线，另一根用作信号传输线。把信号输出线和返回线两根导线拧合，其视绞节距的长短与该导线的线径有关。线径越细、节距越短，抑制感应干扰的效果越明显。实际上，节距越短，所用的导线的长度便越长，从而增加了导线的成本，一般节距以5cm 为宜，如图8.8(b)所示。
另一种是采用金属网状编织的屏蔽线，金属编织网作屏蔽外层，芯线用来传输信号。一般的原则是：抑制静电感应干扰采用金属网的屏蔽线，抑制电磁感应干扰应该用双绞线。
如图所示，用于传递信号的屏蔽线的屏蔽层和RC 为共模电压Ucm 提供了共模电流的通道。由于 RC 的存在，共模电压Ucm 在RC 上会产生较小的共模信号，它将在模拟量输入回路中产生共模电流Icm2，Icm2 会在模拟量输入回路中产生串模干扰电压。由于RC<<Z2，Zs<<Z1 所以Ucm 引入的干扰电压是微弱的。这种干扰属于串模干扰。
需要注意以下事项。
(1) 信号线屏蔽层只允许一端接地，并且只能在信号源侧接地，而放大器侧不得接地，当信号源为浮地方式时，屏蔽层只接信号源的低电位端。
(2) 模拟信号的输入端要相应地采用三线采样开关。
(3) 在设计输入电路时，应使放大器二输入端对屏蔽罩的绝缘电阻尽量对称，并且尽可能减小线路的不平衡电阻。
采用浮地输入的仪表输入通道增加了一些器件，如每路信号都要用屏蔽线和三线开关，对放大器本身的CMR 要求大大降低，因此这种方案已广泛应用。
带金属屏蔽外层的双绞线，综合了双绞线和屏蔽线两者的优点，是较理想的信号线。另外，在接指示灯、继电器等时，也要使用双绞线。还要注意不同性质、不同电压等级的信号线分槽敷设。实现强弱信号分开布线、交直流信号分开布线、高低压信号分开布线。并尽量避免平行布线，若布线必须交叉，则交叉角度应成90°。
2. 双绞线不同的使用方法
根据传送距离不同，双绞线使用方法也不同。
(1) 传送距离小于5m，收发端装负载电阻。若发射侧为集电极开路型，接收侧的集成电路用施密特型(阴极耦合双稳态多谐振荡器式)，则抗干扰能力更好，如图8.10(a)所示。
(2) 距离超过10m 或经过噪声严重污染的区域时，可使用平衡输出的驱动器和平衡输入的接收器，发收端有末端电阻，如图8.10(b)和(c)所示。
若选用金属编制网作屏蔽层，内芯作信号线，屏蔽层必须正确接地，否则对电容性耦合的静电干扰没有屏蔽作用。一般在一端接地，以避免两端接地时电阻压降所造成的干扰耦合。
3. 双绞线与光耦联合使用
当双绞线与光耦联合使用时，可按图 8.11 所示的方式连接。(a)图是集电极开路IC(如7407 等)与光耦的一般连接情况，如果在光耦的光电晶体管的基极上接有电容(数pF～0.01μF)及电阻(10～20MΩ)，且后面跟接施密特型集成电路，则会大大加强抗振荡与抗干扰的能力，如(b)图所示。(c)图为开关接点通过双线与光耦连接的一般情况。
阻抗匹配
常用的 COMS 芯片的输入阻抗很高，在使用中除了容易引起静电干扰外，还容易产生反射波干扰，所以长线传输使用的CMOS 芯片，为了防止静电干扰和反射特片干扰，采用终端阻抗匹配或始端阻抗匹配，或者通过TTL 芯片缓冲器与长线连接，可以消除长线传输中的波反射或者把它抑制到最低限度。
阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。
为了进行阻抗匹配，必须事先知道传输线的特征阻抗RP，波阻抗的测量如图所示。
根据信号发射理论：当传输线的特征阻抗RP 与负载电阻R 相等(匹配)时，将不发生发射，特征阻抗的测定方法如下所示：调节可调电阻R，R=RP 时，A 门的输出波形畸变最小，反射波几乎消失，这时的R 值可以认为为该传输线的特征阻抗 RP。
传输线的阻抗匹配有下列四种形式。
1. 终端并联阻抗匹配
终端并联阻抗匹配是最简单的终端匹配方法，如图8.13(a)所示，如果传输线的特征阻抗是RP，那么当R=RP 时，便实现了终端匹配，消除了波反射。此时终端波形和始端波形的形状相一致，只是时间上滞后。由于终端电阻变低，则加大负载，使波形的高电平下降，从而降低了对高电平的抗干扰能力，但对波形的低电平没有影响。
为了克服上述匹配方法的缺点，可采用图8.13 (b)所示的终端匹配方法。终端匹配电阻R1，R2 的值按RP=R1 R2/ (R1+R2)的要求选取。一般R1 为220～330Ω，而R2 可在270～390Ω范围内选取，这种匹配方法由于终端阻值低，相当于加重负载，使高电平有所下降，故对低电平的抗干扰能力有所下降。
在实践中即使高电平降低得稍多一些，也要让低电平抬得少一些，可通过适当选取电阻R1 和R2 并使R1>R2 来达到此目的，当然还要保证等效电阻R=RP。R1 电阻值不能太小，以免信号为低电平时驱动电流过大；R2 电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大。
2. 始端串联阻抗匹配
如图8.14 所示，匹配电阻R 的取值为RP 与A 门输出低电平的输出阻抗ROUT(约20Ω)之差值：R=RP-ROUT。
这种匹配方法会使终端的低电平抬高，相当于增加了输出阻抗，降低了低电平的抗干
扰能力。
3. 终端并联隔直流匹配
如图8.15 所示，电容C 在较大时只起隔直流作用，并不影响阻抗匹配，所以只要求匹配电阻R 与RP 相等即可，它不会引起输出高电平的降低，故增加了高电平的抗干扰能力。
4. 终端接钳位二极管匹配
如图 8.16 所示，利用二极管D 把B 门输入端低电平钳位在0.3V 以下，可以减少波的反射和振荡，提高动态抗干扰能力。
选择串联始端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。串联匹配是最常用的始端匹配方法，它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗，而且只需要一个电阻元件。并联终端匹配优点是简单易行，显而易见的缺点是会带来直流功耗。
长线的电流传输
长线传输时，用电流传输代替电压传输，可获得较好的抗干扰能力，例如以传感器直接输出0～10mA 电流在长线上传输，在接收端可并上500Ω(或1kΩ)的精密电阻(型号为RJ73-0.25W)，将此电流转换为0～5V(或0～10V)电压，然后送入A/D 转换器。
