反馈电路

基本概念

若反馈的结果使输出量的变化减小，则称之为负反馈；反之，则称之为正反馈。若反馈仅存在于直流通路中，则称为直流反馈；若反馈仅存在于交流通路中，则称为交流反馈。

交流负反馈放大电路共有四种组态：电压串联负反馈，电压并联负反馈，电流串联负反馈，电流并联负反馈。若反馈量取自输出电压，则称之为电压反馈；若反馈量取自输出电流，则称之为电流反馈；输人量X_i、反馈量X_f和净输人量X_i^'；以电压形式相叠加，即U_i=U_i^‘+U_f，称为串联反馈；以电流形式相叠加，即I_i=I_i^‘+I_f，称为并联反馈。

直流负反馈主要用于稳定放大电路的静态工作点。

四种反馈组态方框图

反馈的判断方法可简述为：①有无反馈“找联系”，即找输出回路和输人回路之间有无连接的通路；②直流反馈和交流反馈“看通路”，即看反馈是在直流通路还是在交通通路中；③正、负反馈的判断采用瞬时极性法，看反馈的结果是使净输人量增大还是减小；④电压反馈和电流反馈的判断是令输出电压为零，前者反馈量为零，后者反馈量依然存在；⑤串联反馈和并联反馈的区别是输人量、净输人量和反馈量是以电压的方式叠加还是以电流的方式叠加，前者为串联反馈，后者为并联反馈。切记反馈量仅仅决定于输出量。

（课本231页）

（辅导书173页）

串联负反馈电路所加信号源均为电压源，这是因为若加恒流源，则电路的净输人电压将等于信号源电流与集成运放输人电阻之积，而不受反馈电压的影响；同理，并联负反馈电路所加信号源均为电流源，这是因为若加恒压源，则电路的净输人电流将等于信号源电压除以集成运放输入电阻，而不受反馈电流的影响。换言之，串联负反馈适用于输入信号为恒压源或近似恒压源的情况，而并联负反馈适用于输入信号为恒流源或近似恒流源的情况。

综上所述，放大电路中应引入电压负反馈还是电流负反馈，取决于负载欲得到稳定的电压还是稳定的电流；放大电路中应引入串联负反馈还是并联负反馈，取决于输入信号源是恒压源（或近似恒压源）还是恒流源（或近似恒流源）。

深度负反馈

若电路引入深度负反馈，即1+AF>>1，则

表明放大倍数几乎仅仅决定于反馈网络，而与基本放大电路无关。由于反馈网络常为无源网络，受环境温度的影响极小，因而放大倍数获得很高的稳定性。从深度负反馈的条件可知，反馈网络的参数确定后，基本放大电路的放大能力愈强，即A的数值愈大，反馈愈深，A_f与1/F的近似程度愈好。

这里再次特别指出，由于反馈量仅决定于输出量，因此反馈系数仅决定于反馈网络，而与放大电路的输人、输出特性及负载电阻R_L无关。

A_f的稳定性是以损失放大倍数为代价的，即A_f减小到A的(1 +AF)分之一，才使其稳定性提高到A的（1+AF）倍。

深度负反馈下的电压放大倍数

（辅导书175页）

由表可以看出，电压负反馈电路的电压放大倍数与负载无关，说明其输出近似为恒压源；电流负反馈电路的电压放大倍数与负载电阻呈线性关系，说明其输出近似为恒流源；电压放大倍数与放大管参数无关，因而稳定。

四种组态反馈放大电路

对于由集成运放组成的负反馈放大电路，在进行分析时，均可认为运放是理想运放，因而可利用其工作在线性区所具有的“虚短”和“虛断”的特点求解电压放大倍数。理想运放组成的四种组态负反馈放大电路及其电压放大倍数如下表所示。

（辅导书175页）

对输入输出电阻的影响

放大电路引入直流负反馈能够稳定静态工作点；引人交流负反馈能够改善多方面的性能。

	输入电阻
串联负反馈	Rif=(1+AF)Ri		增大输入电阻
并联负反馈	Rif=Ri/(1+AF)		减小输入电阻
	输出电阻
电压负反馈	Rof=Ro/(1+AF)		减小输入电阻
电流负反馈	Rof=(1+AF)Ro		增大输入电阻

可以总结为如下表所示

反馈组态	电压串联负反馈	电压并联负反馈	电流串联负反馈	电流并联负反馈
输入电阻	增大（∞）	减小（0）	增大（∞）	减小（0）
输出电阻	减小（0）	减小（0）	增大（∞）	增大（∞）

（辅导书176页）

对频带的影响

当引入负反馈后，上限频率增大到基本放大电路的（1+A_mF）倍。

f_Hf​=（1+A_mF）f_H

上限频率减小到基本放大电路的（1+A_mF）分之一。

f_Lf=f_L/（1+A_mF）

一般情况下，由于f>>f，f>>f，因此，基本放大电路及负反馈放大电路的通频带可分别近似表示为

即引入负反馈使频带展宽到基本放大电路的（1+AF）倍。（课本246页）

对于非线性失真来说，在输出基波幅值不变的情况下，引人负反馈后，输出的谐波部分被减小到基本放大电路的（1+AF）分之一。

负反馈放大电路的反馈系数和电压放大倍数

（辅导书193页）

表中R_s是信号源内阻，R_L'是输出端总负载。

电压放大倍数求解过程

负反馈放大电路的稳定性

在低频段，因为耦合电容旁路电容的存在，AF将产生超前相移；在高频段，因为半导体元件极间电容的存在，AF将产生滞后相移；在中频段相位关系的基础所产生的这些相移称为附加相移，用(φ_A'+φ_F')来表示。

放大电路级数愈多，引人负反馈后愈容易产生高频振荡。与上述分析相类似，放大电路中耦合电容、旁路电容等愈多，引人负反馈后，愈容易产生低频振荡。而且（1 +AF）愈大，即反馈愈深，满足幅值条件的可能性愈大，产生自激振荡的可能性就愈大。

放大电路级数愈多，引人负反馈后愈容易产生高频振荡。与上述分析相类似,放大电路中耦合电容、旁路电容等愈多，引人负反馈后，愈容易产生低频振荡。而且（1 +AF）愈大，即反馈愈深，满足幅值条件的可能性愈大，产生自激振荡的可能性就愈大。

稳定裕度

定义f=f₀，时所对应的20lg| AF |的值为幅值裕度G_m。

稳定的负反馈放大电路的G_m<0，而且|G_m|愈大，电路愈稳定。通常认为G_m≤-10 dB，电路就具有足够的幅值稳定裕度。

定义f=f_c时的 | φ_A +φ_F | 与180°的差值为相位裕度φ_m。

稳定的负反馈放大电路的φ_m>0，而且φ_m愈大，电路愈稳定。通常认为φ_m >45°，电路就具有足够的相位稳定裕度。

综上所述，只有当G_m≤-10dB且φ_m>45°时，才认为负反馈放大电路具有可靠的稳定性。

自激振荡消除办法

（课本252页开始）

滞后补偿

简单滞后补偿

在电路中找出产生f_H1的那级电路，加补偿电路。

加补偿电容前的上限频率

加补偿电容C后的上限频率

简单滞后补偿的代价是带宽大大变窄。

RC滞后补偿

补偿前放大电路的环路增益表达式为

补偿后放大电路的环路增益表达式为

采用RC滞后补偿不仅可以消除自激振荡，而且可以使带宽的损失有所改善。

密勒滞后补偿

为减小补偿电容的容量，可以利用密勒效应，将补偿电容、或补偿电阻和电容跨接在放大电路的输入端和输出端，如下图所示。

超前补偿

若改变负反馈放大电路在环路增益为0dB点的相位，使之超前，则f₀>f_c，也能破坏其自激振荡条件，这种补偿方法称为超前补偿方法。通常，将超前补偿电容加在反馈回路。如下图所示。（课本255页）

未加补偿电路时的反馈系数

加了补偿电容后的反馈系数

其中

显然f₁<f₂。画出如下面所示的波特图。从相频特性曲线可知，在f₁与f₂之间，相位超前，最大超前相移为90°。 可以想象，如果补偿前f₁<f_c<f₂，且f₀<f_c；那么补偿后，f₀将因φ_F的超前相移而增大，当所取参数合适时，就可以做到₀>f_c，从而使电路消除自激振荡。

综上所述，无论是滞后补偿还是超前补偿，都可以用很简单的电路来实现。补偿后对带宽的影响由小到大依次为超前补偿、RC滞后补偿、电容滞后补偿。

加补偿电容后频率特性

加滞后补偿使通频带变窄；加超前补偿环节时，若RC取值得当，则通频带变宽。

电路中的正反馈

电压-电路转换电路

左电路由于“虚短”和“虚断”的特点，因此

当R₂/R₁=R₃/R时，右电路的i_O为：

当满足R₂/R₁=R₃/R时，因R_L减小引起的i_o的增大等于因正反馈作用引起的i_o的减小，即正好抵消，因而在电路参数确定后，i_o仅受控于u_I。i_O不受负载电阻的影响，说明电路的输出电阻为无穷大。

自举电路

电路引人正反馈的结果是增大了输人电阻，使得输人电压升高。这种通过引人正反馈提高输人电压的方法称为“自举”，这类电路称为自举电路，如下图所示。通常，自举电路中的正反馈通过电容耦合。（辅导书180页）

阻容耦合放大电路的耦合电容、旁路电容越多，引人负反馈后，越容易产生低频振荡。

上述两种引正反馈的方式都会使得输入电阻大大增大，当满足一定条件时，可以达到∞。